音频功放失真及常见改善方法

频功放失真是指重放音频信号波形畸变的现象，通常分为电失真和声失真两大类。电失真就是信号电流在放大过程中产生了失真，而声失真是信号电流通过扬声器，扬声器未能如实地重现声音。

无论是电失真还是声失真，按失真的性质来分，主要有频率失真和非线性失真两种。其中，引起信号各频率分量间幅度和相位的关系变化，仅出现波形失真，不增加新的频率成分，属于线性失真。而谐波失真（THD）、互调失真（IMD）等可产生新的频率成分，或各频率分量的调制产物，这些多余产物与原信号极不和谐，引起声音畸变，粗糙刺耳，这些失真属于非线性失真。在这里，我们分别对谐波失真、互调失真、瞬态互调失真（TIM）、交流接口失真（IHM）等加以讨论。

１．谐波失真

谐波失真是由功放中的非线性元器件引起的一种失真。这种失真使音频信号产生许多新的谐波成分，叠加在原信号上，形成了波形失真的信号。将各谐波引起的失真叠加起来，就是总谐波失真度，其值常用输出信号中的所有谐波均方根值与基波电压有效值之比的百分数来表示。在这里，基波信号就是输入信号，所有谐波信号为由非线性失真引入的各次谐波信号。显然，该百分数越小，谐波失真越小，电路性能越好。目前，Ｈｉ－Ｆｉ功放的谐波失真一般控制在0.05%以下，许多优质功放的谐波失真已小于0.01%，而专业级音频功放的谐波失真度一般控制在0.03%以下。事实上，当总谐波失真度小于0.1%时，人耳就很难分辨了。另需说明的是，对于一台指定的音频功放而言，例如，某音频功放的总谐波失真指标表示为THD<0.009%(1W)。初看起来，似乎总谐波失真很小，但它只是在输出功率为1W时的总谐波失真，这与在有关标准要求的测量条件下所得的总谐波失真值是不同的。所以，在标明音频功放的总谐波失真指标时，一般都会注明测量条件。

众所周知，人的听觉系统是极其复杂的，有时谐波失真小的功放不如谐波失真大的耐听，这种现象的原因是多方面的。其中，与各次谐波成分对音质的影响程度不同有直接关系。尽管石机与胆机的稳态测试数据相同，但人们总觉得胆机的低音醇厚激荡、中音明亮圆润、高音纤细清澈，极为耐听；石机则低频强劲有力，中高频通透明亮，但高频发毛，声音生硬，音色偏冷。经频谱分析发现，石机含有大量的奇次谐波，奇次谐波给人耳造成刺耳难听的感觉；胆机则含有丰富的偶次谐波，而人耳对偶次谐波不敏感。此外，人耳对偶次谐波失真分辨力较低，对高次谐波却非常敏感，这也是上述现象的重要原因之一。

降低谐波失真的办法主要有：

1)施加适量的电压负反馈或电流负反馈；2)选用ｆT高、NF小、线性好的放大元器件；3)尽可能地提高各单元电路中对管的一致性；4)采用甲类放大方式，选用优秀的电路程式；5)提高电源的功率储备，改善电源的滤波性能。

2．互调失真

两种或多种不同频率的信号通过放大器后或扬声器发声时互相调制而产生了和频与差频以及各次谐波组合产生了和频与差频信号，这些新增加的频率成分构成的非线性失真称为互调失真。通常，将两个振幅按一定比例（多取4:1）的高低频信号，混合进入电路，新产生的非线性信号的均方根值与原较高频率信号的振幅之比的百分数来量度互调失真，即互调失真的大小，可用互调产物电平与额定信号电平的百分比来表示。此值越大，互调失真越大。显然，互调失真度的大小与输出功率有关。由于新产生的这些频率成分与原信号没有相似性，因而较小的互调失真也很容易被人耳觉察到，听起来感到又尖、又刺耳，且伴有“声染色”现象。也就是说，互调失真带来的影响，会使整个重放系统的声场缺乏层次感，清晰度下降。在Hi-Fi功放中，总希望互调失真度越小越好，要做到这一点是非常困难的，因而高保真功放要求该值小于0.1%即可。当然，石机与胆机相比，前者的互调失真要大一些，这也是为什么石机的音色不及胆机甜美的一个原因。

减小互调失真的方法，常见的有：

1)采用电子分频方式，限制放大电路或扬声器的工作带宽；2)在音频功放的输入端增设高通滤波器，消除次低频信号；3)选用线性好的管子或电路结构。

3．瞬态失真

瞬态失真是现代声学的一个重要指标，它反映了功放电路对瞬态跃变信号的保持跟踪能力，故又称为瞬态反映。发生瞬态失真的高保真系统，输出的音乐信号缺少层次感和透明度。一般地，发生瞬态失真的原因有：

1)电路内电抗元器件的作用过大，频率范围不够宽；2)扬声器振动系统的动作跟不上瞬变电信号的变化。

瞬态失真的主要表现形式有两种，即瞬态互调失真和转换速率(SR)过低引起的失真。

A.瞬态互调失真

在输入脉冲性瞬态信号时，因电路中电容（如滞后补偿电容、管子极间电容等）的存在使输出端不能立即得到应有的输出电压（即相位滞后）而使输入级不能及时获得应有的负反馈，放大器在这一瞬间处于开环状态，使输入级瞬间过载，此时的输入电压比正常时要高出好几十倍，导致输入级瞬间的严重削波，这一削波失真称为瞬态互调失真。它实质上是一种瞬态过载现象。

由于胆机抗过载能力强，放大倍数低，没有深度级间负反馈，仅有一些局部负反馈，因而不易产生瞬态互调失真。而一般石机都采用了大环路深度负反馈网络来满足低失真、宽频带的要求。可见，瞬态互调失真主要发生在石机中。此外，音量大、频率高、动态范围大的节目源最容易产生瞬态互调失真。原因在于：音乐在零信号电平附近的时间变化率最大，会使声音变得不完全清晰，特别是中低档石机，往往出现在高频部分，产生尖硬、刺耳的感觉，即所谓的“晶体管声”和“金属声”。

瞬态互调失真是在20世纪70年代提出来的一项动态指标，主要由音频功放内部的深度负反馈引起的。被公认为是影响石机音质，导致“晶体管声”和“金属声”的罪魁祸首，人们对此极为重视。改善ＴＩＭ可从其形成机理入手，常采用的方法有：

1)将放大器的开环增益和负反馈量分别控制在50dB和20dB左右；

2)选用高ｆT的管子，前级采用ｆT大于100MHz的管子，末级功率管的ｆT应大于20MHz，尽量拓宽电路的开环频响，并加大各级自身的电流负反馈，取消大环路负反馈。目前有部分功放（如钟声JA-100）的末级扩流电路不介入环路负反馈，其目的之一便在于此；

3)采用全互补对称电路，提高功率输出级的工作电流，并在输出级前增设缓冲放大级，改善电路的瞬态响应；

4)取消相位滞后电容，改滞后补偿为超前补偿，即不用滞后补偿电容，而在大环路反馈电阻上并联一只适当容量的小电容；

5)适当加大输入级的静态电流，增大其动态范围，并在其输入电路中设置低通滤波器，消除80kHz以上的高频杂波信号，防止高频干扰信号导致输入级瞬间过载。

B.转换速率过低引起的失真

转换速率指音频设备对猝发声信号或脉冲信号的跟踪或反应能力，是反映功放电路瞬态应变能力的重要参数。转换速率过低引起的瞬态失真是由于放大器输出信号的变化跟不上输入信号的迅速变化而引起的。如果给放大器输入一个足够大的脉冲信号时，其电压的最大变化速率应是电压上升值与所需时间之比，单位是每秒上升多少伏，写成数字表达式为SR=V/μｓ。SR对高保真功放来说，它直接影响放大器的瞬态响应和反应速度，SR值高的功放，解析力、层次感及定位感都好，听感佳，重放流行音乐更是如此。SR数值的大小与功放的输出电压和输出高频截止频率等有关，输出功率大的，SR值就大；高频截止频率高的，SR值也大，优质功放的SR值可达100V/μｓ。为了提高功放的SR值，通常采用超高速、低噪声的管子，但SR值过高，易使电路自激，稳定性变差。此外，前级电路的SR值不应高于后级电路，否则易引起瞬态互调失真。顺便多说几句，功放的SR可用示波器来估测，方法是先给音频功放馈送一方波信号，作为输入信号，其输出信号波形前沿上升至额定值所需时间，所得的结果用V/μｓ表示便是转换速率的大小。显然，如果音频功放能够很好地处理方波信号，那就表明它具有很好的转换速率和较宽的频率特性。

4．交流接口失真

交流接口失真是由扬声器的反电动势通过线路反馈到电路而引起的。改善这种失真的方法有：1)减少电路级数，适当加大电路的静态工作电流；2)选择适合的扬声器，使阻尼系数更趋合理；3)采用大容量优质电源变压器，并适当提高滤波电容的容量，在滤波电容上并联小容量ＣＢＢ电容。

此外，由于电路直流工作点选择不当或元器件质量不高，还会出现另一些非线性失真，诸如交叉失真和削波失真，它们均可以引起谐波失真和互调失真。交叉失真又称为交越失真，它是对推挽功放而言的，主要由乙类推挽功放中的功率管起始导通非线性而引起的，特别是在小电流的情况下，其输出电流在交界处产生非线性失真，且信号幅度越小，失真越严重。削波失真是功放管动态范围不够，由饱和导通引起大信号被限幅削波而造成的，削波失真产生了大量超声波，使声音变得模糊而抖动，听久了使人头痛。减小交叉失真常用的方法，是适当提高推挽输出管的直流工作点；而改善削波失真的措施，一般是适当加大电路的线性工作范围。

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基于肖特基二极管的反射式可调预失真电路

文|顾远山

编辑|顾远山

介绍

射频功率放大器作为无线电子通信系统的核心组成部分，在微波电路中发挥着至关重要的作 用。

为了获得高效率和高功率的输出，功放通常会工作在靠近饱和区，此时会引起功放的严重失真，进而导致系统的性能受到影响，因而功放的线性化成为了亟待解决的问题。

模拟预失真线性化技术由于具有带宽大、低功耗和结构简单等优点， 被广泛应用于微波功放的线性化中。

在各种无源结构与肖特基二极管的组合的电路结构中，普遍存在着结构复杂、可调性差以及改善量小的问题。

其中传统的反射式预失真电路，虽然可以对功放的增益和相位进行补偿，但是由于其调节范围较小，并且对曲线的斜率补不足。

新型模拟预失真电路的设计与分析

传统的反射式预失真电路，采用90°电桥、肖特基二极管、微带线、负载电阻以及偏置电路组成。

射频信号由电桥的输入端口进入，分成幅度相等、相位相差90°的两路信号进入电桥的直通端和耦合端，经过并联的肖特基二极管反射后在电桥的输出端口混合输出。

该电路结构拥有相对简单、易于实现的优点，但是可调量少，增益和相位的扩张有限，无法得到不同的幅度和相位的补偿曲线。

为增加调节的自由度，引入多个可调因素来改变预失真电路的增益和相位补偿曲线。

该电路在传统反射式预失真电路的基础上对每条支路各增加一个并联肖特基二极管，并对每个二极管都提供独立偏置电路。

该电路中采用耦合微带线代替隔直电容，这样可以防止频率过高时电容产生的寄生效应。

肖特基二极管因具有高频特性好、开关速度快、动态范围大等优点，常常作为非线性元件使用在预失真电路中，其阻抗由I-V曲线确定。

其中I和V是加载在肖特基二极管两端的直流电流和直流电压，IS是饱和电流，q是电子电荷，K是玻尔兹曼常数，T是温度，n是理想化因子。

当肖特基二极管两端加入外部偏压时，其两端的直流电流会呈指数倍增加，导致等效阻抗会随着偏压的增加而减小，呈现出非线性的变化。

因此利用其非线性可以达到调节增益和相位曲线斜率的目的。由于本文提出的预失真结构两条支路是对称的，因而只对其中一条支路进行理论分析。

二极管非线性支路等效电路，该支路包含肖特基二极管以及偏置电路。 为了方便分析通常把肖特基二极管等效为并联的电导Gd和电纳Bd，根据90°电桥的S参数矩阵，得到新型预失真电路的增益和相位。

其中为直通端和耦合端的反射系数，看出增益和相位与反射系数有关，而与后续的电路密切相关。

因此选择合适的肖特基二极管，并在额定的输入功率范围内调节肖特基二极管的偏压，可以得到适合的增益和相位曲线来补偿功放的非线性。

模拟预失真电路的仿真验证

为了验证上述预失真电路的可调性，采用的是射频先进系统对电路进行仿真验证。

该预失真电路采用的是Skyworks公司的SMS7630-079LF器件。 介质材料是Rogers RT/duriod4350b，介电常数为3.66，厚度0.508mm，仿真的中心频率为3.5GHz。

输入信号为单音信号，输入功率范围为[-20dB - 5dB]，以下仿真和实测数据均以3.5GHz为中心频点，将四路外部偏置电路的电压分被设为V1、V2、V3、V4。

因为肖特基二极管的阻抗会随着外部偏压的改变呈非线性变化， 所以在实际的仿真和测试中只需调节二极管的偏压就可以改变预失真器的增益相位补偿曲线以及补偿量的调节，下文只分析其中两个二极 的仿真与实测结果。

当V1的外部偏压提供0V时，预失真电路的增益扩张为7.2dB，相位扩张为21.2°，当偏压提供0.9V时，增益扩张为4dB，相位扩张为10.9°。

可以看出当V2的外部偏压提供0V时，预失真电路的增益扩张2.4dB，相位扩张为1.49°，当偏压提供 0.9V 时，增益扩张为7.8dB，相位扩张为27.4°。

通过调节肖特基二极管两端的电压，该预失真电路的增益和相位扩张量以及扩张斜率发生明 显变化，相较于传统的反射式预失真电路，该电路可以较好地解决增益和相位扩张量以及斜率补偿不够的问题，实现预失真电路的可调性。

模拟预失真电路的搭建及实物测试

该电路有两条支路，每条支路都有两个并联的肖特基二极管以及独立的偏置电路组成。

由矢量信号发生器产生带宽为100MHz的5GNR信号作为输入，然后进入到预失真电路与中心频率为3.5GHz的功率放大器中，后接一个衰减量为30dB的衰减器来保护频谱分析仪，最后经过衰减的输出信号进入到频谱分析仪中显示。

可以看出加入该模拟预失真结构后ACLR下边带改善超过16dBc，ACLR上边带改善超过 14.6dBc，改善效果较为明显，可以较好的补偿功放的非线性。

结论

本文提出了一种基于肖特基二极管的反射式可调预失真电路，该电路结构简单，通过在电路中加入多路偏置来增加调节的自由度。

在仿真和实测的结果中可以看出，只需要调节肖特基二极管的外部偏压大小就可以调整增益和相位的扩张量以及曲线斜率的变化，解决传统反射式预失真器 可调性差的问题。

本文采用100MHz带宽的5GNR信号对该预失真电路与功放进行联合测试。测试结果表明在不同的输出功率下，加入该模拟预失真电路后ACLR的改善量均超过10dBc。

当输出功率为-28dBm时，ACLR改善量超过14.6dBc。 因此该改进的模拟预失真电路对功放具有较好的线性化效果。

参考文献

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